◆项目要求

该项目通过了解直流开关稳压电源的分类、直流开关稳压电源主控元件的原理和应用、高频PWM-DC/DC变换器，通过对电动汽车充电机技术基础的学习，提高读者对电动汽车充电机技术基础的学习兴趣。通过对电动汽车充电机技术基础的总体认知，使读者初步了解电动汽车充电机技术基础的学习内容，同时，加深对电动汽车充电机技术基础的知识理解。

知识要求

1．了解电动汽车充电机技术基础的构成、工作原理。

2．了解电动汽车充电机技术基础的类型和工作特点。

能力要求

1．在现场对电动汽车充电机技术基础进行认识和操作。

2．在现场观察电动汽车充电机技术基础的工作情况和特点。

◆相关知识

电动汽车充电机是一种专为电动汽车的车用电池充电的设备，是从供电电源提取能量对电池充电时用到的有特定功能的电力转换装置。目前，在电动汽车充电机使用上，主要采用相控型充电机及高频开关模块型充电机，而又以高频开关模块型充电机较多。这里将对高频开关模块型充电机的工作原理、使用和维护作重点讲述。

一、直流开关稳压电源的分类、原理和构成

1．直流开关稳压电源的分类

直流开关稳压电源按照不同的分类方式，可以分成多种类型。若按照输出是否与调整元件（开关元件）等构成的其他部分隔离，可以分为非隔离型和隔离型两类；按照开关元件的励磁方式，可以分为自励和他励两种类型；按照输出电压的方式，可以分为脉宽调制（PWM）式、频率调制式和脉宽频率混合调制式3种类型；按照电源的输入方式，可分为AC/DC和DC/DC两种类型；按照开关元件的连接形式，可分为串联型和并联型两种类型。直流开关稳压电源还可按其他方式分成不同类型，如图1所示。

2．直流开关稳压电源的工作原理

直流开关稳压电源是调整元件工作在开关状态的一类电源，由于具有体积小、质量轻和效率高等优点，因而发展非常迅速，应用范围日益扩大。

如图1（a）所示的电路中，直流开关稳压电源由开关元件、控制电路和滤波电路3部分组成，开关元件串联接在电源的输入和负载之间，构成串联型的电源电路。实际的开关元件常常是功率晶体管或MOS场效应管，在控制电路的控制之下，或者饱和导通，或者截止。开关元件导通时，UD＝Um，输入电压Um 通过滤波器加在负载电阻上。开关元件截止时，UD 等于零。开关元件交替通断，则在滤波器的输入端产生矩形脉冲波。此矩形脉冲波再经滤波电路滤波，即可在负载两端产生平滑的直流电压UO。很明显，直流电压UO 的大小与一个周期中开关元件接通的时间Ton成正比，Ton越长，UO越大。因为开关元件截止时，从扼流圈流过的电流不能立即降到零，故增设了一只续流二极管，为此电流提供一条返回通路。直流开关稳压电源输出的电压波形如图1（b）所示。

3．直流开关稳压电源的基本构成

直流开关稳压电源的典型电路结构如图2所示。

一个完整的直流开关稳压电源的基本电路通常由整流滤波、DC/DC变换器、开关占空比控制器及电路等模块构成。主电路由交流整流滤波、DC/DC变换（高频变换）器等元器件组成，其作用是将交流电转换为符合要求的直流电。开关占空比控制电路目前一般采用PWM脉宽调制电路，它包括输出采样、信号放大、控制调节、基准比较等单元，其作用是对输出电压进行检测和取样，并与基准定值进行比较，从而控制高频开关功率管的开关时间比例，达到调节输出电压的目的。在图2中，R1, R2，是直流开关稳压电源的取样比较电路的取样分压电阻。直流电压输出通过分压电阻获取的取样值与基准比较值UREF进行比较后，反馈至开关占空比控制电路，开关占空比控制电路根据反馈量来自动地调节开关管导通和截止的比例，即可控制直流电压的输出值，来达到稳压限流的目的。

二、直流开关稳压电源主控元件的原理和应用

1．功率晶体管（GTR）的原理和特性

功率晶体管（GTR）一般是指达林顿NPN晶体管，是20世纪70年代发展起来的全控型自关断电力电子器件。

（1）功率晶体管的结构

达林顿NPN功率晶体管就是将几只单个晶体管在元件内部做成射极跟随器。晶体管模块是指将几级达林顿晶体管集成在一起，对外构成一定电路形式的一个组合单元。目前功率晶体管模块的电流/电压已达1 000 A/1 200 V。功率晶体管内部结构和图形符号如图3所示，功率晶体管模块结构原理如图4所示。

（a）功率晶体管内部结构；（b）图形符号

（2）功率晶体管的工作原理

功率晶体管与小信号晶体管一样都有电压和电流放大的重要功能，基本原理类似，都是电流控制双极型器件。对于共射极电路，基极注入一定的基极电流IB，器件进入“开通”的饱和状态，产生集电极电流IC，集电极和发射极之间的压降UCES就很低；基极电流IB 消失或注入一定的反向电流，器件立刻进入“关断”的截止状态，集电极电流IC为零，集电极和发射极之间能承受较高的电压UCEO。功率晶体管的电流放大倍数β是在一定条件下测定的，使用条件不同，电流放大倍数β就不同。

一般来说，集电极电流IC 小，电流放大系数β就大；集电极电流Ie大，电流放大倍数β就小。对于单只功率晶体管而言，晶体管集电极IC 达到元件额定电流一半以上时，电流放大倍数β明显下降，一般下降到β＝8～10。因此，功率晶体管在一定要求的基极脉冲电流IB 的作用下，就能够在开通过程、导通状态、关断过程、截止状态4种不同阶段中转换，完成功率晶体管开关的动作。

（a）达林顿管接线图；（b）1单元功率晶体管模块接线图；（c）3单元功率晶体管模块接线图

（3）功率晶体管的特性与参数

①功率晶体管输出特性IC－UCE。功率晶体管共射极电路输出特性IC－UCE，如图5所示，由截止区、线性区、准饱和区、深饱和区组成，分别对应不同的基极驱动电流IB。

饱和压降UCES是在一定的基极驱动电流IB、功率晶体管处于饱和状态下，集电极和发射极之间的电压。饱和度越深，饱和压降UCES越小，导通损耗越小，但会导致关断过程中退出饱和的时间延长。

一般来说，应用于开关状态的功率晶体管在导通状态集电极电流IC 大，饱和压降UCES低，导通损耗PON＝ICUCES小；截止状态下集电极电流就是漏电流，ICEO小，集电极和发射极之间的电压UCE高，截止损耗POFF＝ICEOUCE小；加上开通过程和关断过程的开关损耗小，因此，开关状态的功率晶体管总损耗比应用在线性区功率晶体管的损耗P＝ICUCE小。

②功率晶体管的开关特性。功率晶体管的开关特性反映功率晶体管在开通过程、导通状态、关断过程、截止状态4个阶段中动作的快慢特点和时间参数。如图6所示为功率晶体管的开关特性，由延迟时间td、上升时间tr、存储时间ts、下降时间tf 组成，其中导通时间ton由延迟时间td、上升时间tr组成，关断时间toff由存储时间ts、下降时间tf 组成。为了加快功率晶体管的开关过程，必须优化基极驱动电流脉冲。

（a）驱动电路；（b）开关特性

③功率晶体管最大额定值。功率晶体管最大额定值表示功率晶体管极限参数，主要有集电极允许流过的最大电流ICM，集电极最大允许耗散功率PCM，最大允许结温TJM，晶体管击穿电压UCEO, UCBO, UEBO。UCEO是基极开路时集电极-发射极间的击穿电压；UCBO是发射极开路时集电极-基极间的击穿电压；UEBO是集电极开路时发射极-基极间的击穿电压。一般来讲，晶体管在应用中任何时候都不允许超过极限参数。

（4）功率晶体管的安全工作区

一般来说，功率晶体管制造商提供给用户的正向偏置安全工作区FBSOA是电路设计时的参考资料，为了使晶体管工作在最佳状态，功率晶体管不仅应工作在安全区内，而且还需根据使用条件和本身抗二次击穿能力留有必要的裕量。

①功率晶体管的安全工作区。功率晶体管的正向偏置安全工作区FBSOA 是直流参数ICM, PCM, UCEO以及二次击穿耐量有关的PSB所组成的区域，如图7所示。当功率晶体管工作时，脉冲宽度越窄，安全区越大，集电极电流可为连续工作时最大电流ICM的1.5～3倍。反向偏置安全工作区如图8所示。

②功率晶体管的二次击穿现象。功率晶体管的二次击穿现象是晶体管应用的特殊现象，有别于晶体管的一次击穿。晶体管的最高集电极-发射极电压额定值UCEOM称为一次击穿电压。当发生一次击穿时，反向电流急剧增加，如果不限制电流的快速增长，就会导致破坏性的二次击穿现象，在某电压电流点产生向低阻抗区高速移动的负阻现象，一般在纳秒至微秒的数量级之内，导致器件内电流集中和局部过热点，轻者晶体管耐压降低、特性变差，重者集电极-发射极熔通，晶体管永久性损坏。

2．功率场效应晶体管（MOSFET）的原理和特性

功率场效应晶体管简称功率MOSFET，是一种单极型的电压控制型器件，具有开关速度快、高频特性好、输入阻抗高、驱动功率小、热稳定性优良、无二次击穿现象、安全区域和跨导线性度高等显著特点，得到了迅速的发展和应用，目前功率M0SFET已达到50 A/1 000 V耐量。

1）功率场效应晶体管基本结构和工作原理

功率场效应晶体管在电压控制下沟道区域半导体反型而形成可控的导电通道，控制电压越高，沟道越宽，导电电流越大。根据沟道类型分为P沟道型和N沟道型两类，电路符号如图2-9所示，是由源极S、漏极D、栅极G组成的三端双口器件。

功率场效应晶体管根据形式的不同分为VVMOSFET, VDMOSRET, TMOS, HEXFET, SIP-MOS, π-MOS等，为了提高电流容量均采用音域结构，成千上万个单元MOSRET并联（多元集成）为垂直导电结构，如图10所示为功率场效应晶体管的基本结构，其中图10（a）所示是VVMOSFET结构，图10（b）所示为VDMOSFET结构。在图10中，VMOSFET结构与VD-MOSFET结构的结构形式不同，因而其MOSFET器件的导通沟道区域也不同。

（a）N-MOSFET电路符号；（b）P-MOSFET电路符号

（a）VVMOSFET结构；（b）VDMOSFET结构

2）功率场效应晶体管特性和参数功率场效应晶体管属电压型场控器件，具有静态和动态特性与参数。

（1）基本特性

①输出特性ID－UDS。功率场效应晶体管输出特性如图11所示，反映漏极电流ID 与漏源电压UGS的关系，参变量为UGS。

②转移特性ID－UGS。功率场效应晶体管转移特性如图12所示，反映漏极电流ID 与栅源电压UGS的关系，参变量为UGS。

③动态特性。功率场效应晶体管动态特性即开关特性，如图13所示，描述反映MOSFET开关过程和开关时间参数，包括导通过程、导通状态、关断过程、截止状态4种状态。

（2）主要参数

①最大漏极电流IDM。漏极电流IDM表征功率MOSFET的电流容量，其测量条件为UGS＝10 V, UGS为某个适当值时的漏极电流。

②漏源击穿电压UDSM。漏源击穿电压UDSM表征功率MOSFET的耐压极限。定量分析规定为UGS等于零时，漏源之间的反向泄漏电流达到某一规定值时的漏源电压。

③栅源击穿电源电压UGSM。栅源击穿电压UGSM表征功率MOSFET栅源间能承受的最高电压，其值一般为±20 V。

（a）动态特性测试电路；（b）开关特性

④阈值电压UGS（th）。阈值电压UGS（th）指功率MOSFET流过一定量的漏极电流时的最小栅源电压。当栅源电压等于阈值电压UGS（th）时，功率MOSFET开始导通。

⑤通态电阻Ron。通态电阻Ron是指在确定的栅源电压UGS下，功率MOSFET处于恒流区时的直流电阻，决定功率MOSFET的导通损耗。

⑥跨导gm。gm＝ΔID/ΔUGS，它反映转移特性的斜率，表征功率MOSFET的放大性能。

⑦开关时间。它包括导通时间ton和关断时间toff。导通时间ton又包含导通延迟时间td 和上升时间tr。关断时间toff又包含关断延迟时间td和下降时间tf。

⑧极间电容。功率MOSFET的极间电容是影响开关速度的主要因素，它们分别是栅极源极间电容CGS、栅极漏极间电容CGD和漏极源极间电容CDS。

3）功率场效应晶体管的应用特点

（1）安全工作区

功率MOSFET没有二次击穿现象，具有非常宽的安全工作区，如图14所示的由MTM065（550 V,4 A）的最大漏源电压、最大漏极电流、漏源通态电阻线和最大功耗限制线4条边界所包围的区域，分别对应于直流DC、脉宽10 ms、脉宽1 ms、脉宽100 μs，脉冲越窄，安全工作区越宽。

（2）自动并联均流

功率MOSFET通态电阻Ron有正温度系数特征，即漏源电流ID有负温度系数特性，具有自动均匀温度分布的能力。功率MOSFET可简单地直接并联，以增加其电流容量。

（3）静电破坏与防护

功率MOSFET是电场控制器件，易于驱动，栅源击穿电压UGSM低，极易使栅极MOS绝缘层击穿损坏。在运输过程中存放在抗静电包装袋里，焊接时电烙铁必须断电，工作人员及工作台必须良好接地；电路设计时，必须串联栅极电阻、降低栅源电阻和过电压钳位保护，以防止栅极绝缘层击穿损坏器件。

3．绝缘栅双极晶体管（IGBT）原理和特性

绝缘栅双极型晶体管（IGBT）是一种新型的复合型器件，综合了功率MOSFET和GTR的优点，具有功率MOSFET的栅极驱动特性和GTR的工作电压高、电流大、饱和压降低特性，是当代颇受欢迎的电力电子器件。绝缘栅双极晶体管已广泛应用于电动机变频调VVVF控制、程控交换机电源、计算机系统不停电电源（UPS）、电力系统高频开关模块充电装置等。

1）绝缘栅双极型晶体管（IGBT）基本结构和原理

绝缘栅双极型晶体管（IGBT）是由功率MOS-FET与双极型晶体管复合发展而来，其基本结构如图15所示，是由栅极G、发射极E、集电极C组成的三端双口电压控制器件。N沟道IGBT简化等效电路及电路符号如图16所示。

简单来说，IGBT可以等效成一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。图16所示N沟道IGBT简化等效电路中RN 为PNP 管基区内的调制电阻，由N沟道MOSFET和PNP晶体管复合而成，开通和关断由栅极和发射极之间驱动电压UGE决定。当栅极和发射极之间驱动电压UGE为正且大于栅极开启电压UGE（th）时，MOSFET内形成沟道并为PNP晶体管提供基极电流，进而使IGBT导通。此时，从P+区注入N－的空穴对（少数载流子）对N－区进行电导调制，减少N－区的电阻RN，使高耐压的IGBT也具有很小的通态压降。当栅射极间不加信号或加反向电压时，MOSFET内的沟道消失，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即关断。

（a）ICBT简化等效电路；（b）IGBT的图形符号

2）绝缘栅双极型晶体管（IGBT）特性和参数

IGBT基本特性包括静态特性和动态特性，其中静态特性由输出特性和转移特性组成，动态特性描述IGBT器件的开关过程。

（1）基本特性

①输出特性IC-UCE。IGBT的输出特性IC-UCE如图17所示，反映集电极电流IC 与集电极发射极之间电压UCE的关系，参变量为栅极和发射极之间驱动电压UCE，由饱和区、放大区、截止区组成。

（a）Ti＝25 ℃时IGBT输出特性；（b）Ti＝125 ℃时输出特性

②转移特性IC-UGE。IGBT的转移特性IC-UGE如图18所示，反映集电极电流IC 与栅极-发射极之间驱动电压UGE的关系。

③动态特性。动态特性即开关特性，如图19所示，反映IGBT器件开关过程及开关时间参数，包括开通过程、导通状态、关断过程、截止状态4种状态，其中UGE是栅射极驱动电压， UCE是集射极电压，IC是集电极电压，ton是导通时间，toff是关断时间。导通时间ton包含导通延迟时间td（on）和上升时间tr，关断时间包含关断延迟时间td（off）和下降时间tf。

（2）主要参数

①最大集电极电流ICM。表征IGBT的电流容量，分为直流条件下的IC和1ms脉冲条件下的ICP。

②集电极发射极最高电压UCES。表征IGBT集电极发射极的耐压能力。目前IGBT耐压等级有600,1 000,1 200,1 400,1 700,3 300 V。

③栅极发射极击穿电压UGEM。表征IGBT栅极发射极之间能承受的最高电压，其值一般为±20 V。

④栅极发射极开启电压UGE（th）。指IGBT在一定的集电极发射极电压UCE下，流过一定的集电极电流IC时的最小开栅电压。当栅源电压等于开启电压UGE（th）时，IGBT开始导通。

⑤输入电容Cies。指IGBT在一定的集电极发射极电压UCE和栅极发射极电压UGE＝0条件下，栅极-发射极之间的电容，表征栅极驱动瞬态电流特征。

⑥集电极最大功耗PCM。表征IGBT最大允许功耗。

⑦开关时间。它包括导通时间ton和关断时间toff。导通时间ton包含导通延迟时间td（on）和上升时间tr，关断时间toff包含关断延迟时间td（off）和下降时间tf。

3）IGBT功率模块组成

为了简化安装过程，减小引线电感等分布参数对IGBT应用的影响，IGBT功率模块标准的封装方式，有1单元模块、2单元模块、6单元模块、7单元模块等，每个IGBT器件均反并联1个快速恢复二极管，为电感性负载提供续流通路，如图2-20所示。

4）IGBT擎住效应和安全工作区

（1）擎住效应

IGBT内部寄生晶闸管在一定条件下发生饱和导通现象，IGBT栅极控制电压失去控制作用，这就是IGBT的擎住效应，也称为自锁效应。IGBT一旦发生擎住效应后，器件失控，集电极电流增大，造成过高的功耗，将导致器件损坏。IGBT集电极通态电流的连续值超过临界值ICM时产生静态擎住效应；IGBT在高速关断时，电流下降太快，UCE突然上升，duCE/dt很大，产生较大的位移电流，导致IGBT内部寄生晶闸管发生饱和导通，产生动态擎住效应。

（a）1单元IGBT模块；（b）2单元IGBT模块；（c）6单元IGBT模块；（d）7单元IGBT模块；（e）IGBT结构剖面图；（f）2单元IGBT模块封装图

（2）安全工作区（SOA）

IGBT具有较宽的安全工作区，经常用于开关工作状态。因此，它的安全工作区分为正向偏置安全工作区（FBSOA）和反向偏置安全工作区（RBSOA）。如图21所示为IGBT的正向偏置安全工作区（FBSOA）和反向偏置安全工作区（RBSOA）。正向偏置安全工作区是IGBT在开通工作状态的参数极限范围。FBSOA由导通脉宽tW＝1 ms时的最大集电极电流ICP（一般为额定直流的2倍）、最大集射极间电压UCES和最大功耗三条边界线包围而成。FBSOA的大小与IGBT的导通时间长短有关。导通时间越短，最大功耗耐量越高。如图21（a）所示直流（DC）和脉冲宽度tW分别为1 ms,100 μs及15 μs 4种情况下的FBSOA，其中直流的FBSOA最小，而脉宽为15 μs的FBSOA最大。

（a）正向偏置安全工作区（FBSOA）; （b）反向偏置安全工作区（RBSOA）

三、高频PWM-DC/DC变换器

1．高频PWM变换器电路

高频PWM变换器电路种类繁多，有推挽变换器、半桥变换器、全桥变换器等，其中常应用在机电系统中的是大功率全桥变换器，开关频率大于20 kHz。

1）大功率全桥变换器主电路

大功率全桥变换器主电路如图22（a）所示，由全桥逆变器VT1—VT4, VD1—VD4，高频变压器T，双半波整流器VDR1, VDR2，滤波电感Lf 和滤波电容Cf 组成。其中全桥逆变器可由IGBT或MOSFET组成；高频变压器T和滤波电感Lf 用铁氧体或非晶态合金软磁性材料制造；双半波整流器采用快速恢复二极管，滤波电容Cf 是电解电容器。高频变压器T的体积和质量远远小于同功率的工频变压器，原因是高频变压器T的工作频率一般来说都是工频的400倍以上，易于小型轻量化。

在图22（a）所示大功率全桥变换器主电路中，输入直流电压为Ui，全桥逆变器开关器件工作占空比为δ，若高频变压器T一次绕组匝数为N1，二次侧绕组匝数为N2时，其电压比为K＝N1/N2，则大功率全桥变换器的输出直流电压为U0＝Uiδ/K。可见如果输入电压Ui 波动，只要调节开关器件工作占空比δ，就可保持输出电压U0不变。

2）全桥逆变器控制方法

（1）双极性控制方法

全桥逆变器双极性控制方法如图23所示。VT1与VT4同时导通和截止，占空比为δ，形成正半周输出；VT2与VT3同时导通和截止，占空比为δ，形成负半周。占空比δ＝ton f/T, T是开关的脉冲周期，f是开关的脉冲频率，ton是开关的导通时间。

（a）变换器主电路图；（b）变换器波形图

（2）有限双极性控制方法

全桥逆变器有限双极性控制方法如图24所示。VT1与VT4为一组，VT1导通占空比为δ, VT4导通时间是开关的脉冲周期T/2, VT4截止时间是开关的脉冲周期T/2，形成正半周输出：VT2与VT3为另一组，VT3导通占空比为δ, VT2导通时间是开关的脉冲周期T/2, VT2截止时间是开关的脉冲周期T/2，形成负半周输出。占空比为δ＝ton f /T, T是开关的脉冲周期，f是开关的脉冲频率，ton是开关VT1与VT3的导通时间。

（3）移相控制方法

全桥逆变器移相控制方法如图2-25所示。VT1与VT3轮流导通和截止，各导通180°电角度；VT2与VT4轮流导通和截止，各导通180°电角度；但VT1与VT4不是同时导通， VT1先导通，VT4后导通，两者导通差α电角度，α称为移相角。其中VT1和VT3分别先于VT4和VT2导通，故称VT1和VT3组成的桥臂为超前桥臂，VT2和VT4组成的桥臂为滞后桥臂。方波电压UAB的宽度与移相角α有关，α＝0时，则UAB为宽180°电角度的方波，α越大，则UAB越窄。

2．高频PWM-DC/DC变换器控制集成电路

PWM变换控制集成电路是实现PWM-DC/DC变换控制的部件，根据反馈控制性质分为电压控制PWM集成电路、电流控制PWM集成电路、移相控制PWM集成电路。常用的PWM控制集成电路有SCJ3524, UC3843, UC3846, UC3875, TL494等，一般都由锯齿波振荡器、运算放大器、精密参考电压、脉冲宽度形成比较器、软启动控制、死区控制、功率驱动单元等电路组成。如图26所示。

（a）电阻性负载；（b）电感性负载

1）PWM变换器控制电路原理简单的PWM控制电路原理如图26所示。图中的主控制部分由基准电压源UREF、电压误差放大器（U-E/A）、锯齿波发生器和PWM调节器组成。

基准电压源UREF为电压误差放大器的同相输入端提供的一个较稳定的参考电压，一般UREF值为2.5 V左右。电压误差放大器拼成反相输入放大方式，其反相输入端电压来自高32频开关电源输出端的分压取样网络。其输出端与反相输入端之间的R3, C1反馈网络是为了降低放大器的增益，有效地防止系统自激振荡而引入的负反馈。锯齿波发生电路由施密特触发振荡器、积分电容C2及充放电电阻R2, R4组成。施密特触发振荡器的输出为方波，当输出端为方波的高电位时，二极管VD反向截止，电源UC 经电阻R2给电容C2充电，充电时间常数取决于R2C2。当C2充电接近UC 电压时，施密特触发振荡器的输出由方波的高电位下降为低电位，此时，二极管VD正向导通，电容C2通过R4及二极管VD放电，放电时间取决于时间常数R4C2，放电终止时电容C2的电压值取决于放电电阻R4和充电电阻R2的比值。

（a）电阻性负载；（b）电感性负载

为了保证较大的动态调节范围，在电阻值的选择上，一般使电阻R3?R2。施密特触发振荡器的输出频率即是锯齿波频率，而锯齿波的上升斜率取决于充电电阻R2和放电电阻R4的电阻值。为了得到线性度较好的锯齿波，一般使电容C2的取值较小。

PWM变换器反向输入端的锯齿波电压与电压误差放大器输出的直流误差电压进行叠加比较，随着电压误差变压器输出的直流误差电压的上下移动，PWM变换器便输出不同宽度的驱动脉冲来实现调节电源的输出电压，如图27所示。使输出电压稳定在与基准电压源UREF对应的电压值上。

2）典型PWM控制集成电路TL494

（1）控制集成电路TL494的内部电路原理

TL494为标准DIP16塑封，其模块外形与引脚排列及内部等效电路如图28所示。

（a）模块外形与引脚排列；（b）内部等效电路

PWM控制集成电路TL494由锯齿波发生器、运算放大器1和2、D触发器、精密参考电压UREF＝5 V、软启动控制、死区控制、功率驱动三极管等部分电路组成。1,2脚和15,16脚分别为两个运算放大器输入端；3脚为PWM占空比δ相位控制端；4脚为死区控制端；5,6脚为振荡器的R, C输入端；8,9脚和11,10脚分别为两个内部驱动三极管的集电极和发射极，通过它们发出的脉冲可以控制变换器开关管的交替导通与截止；13脚为输出状态控制端。当13脚为高电平时，两个内部驱动三极管交替互补导通或截止，用于控制DC/DC逆变器同一桥臂两个开关管；13脚为低电平时，两个内部驱动三极管同时导通或截止，此时只能控制DC/DC变换器的一个开关管。14脚是控制器的内部输出的+5 V基准参考电压；12脚为控制器的电源输入端。

（2）PWM控制集成电路TL494工作原理内分别被送到比较器l和2的同相输入端。一般DC/DC变换器输出的稳压控制、过电流保护控制、过电压保护控制、软启动控制电路等采样电压是加在运算放大器的同相输入端（1或16脚）或死区控制输入端（4脚）。若在基准参考电压（14脚）与死区控制输入端（4脚）之间接一只电容，4脚经一只电阻接地，则可实现软启动控制。因此，在片内运算放大器的输出电平与锯齿波在比较器2中进行比较，而死区控制电平与锯齿波在比较器l中进行比较，两者的输出分别得到一串具有一定宽度的矩形脉冲。将它们同时送入门电路，经 D 触发器分频后，再经相应的门电路去控制TL494内部的两个驱动三极管交替导通和截止，通过8脚和11脚向外输出相位相差180°互补的脉宽调制控制脉冲，PWM产生的波形如图29所示，实现定频调宽，调节占空比为δ。

由上分析可知，若TL494片内的两个运算放大器的反相输入端（2脚或15脚）的参考电位一定，当它们的同相输入电平升高时，则可使片内的两个驱动三极管输出的脉宽调制脉冲的宽度变窄；反之，可使脉冲宽度变宽。另外，当死区控制端的电位高于CT 上的电压时，片内的两个驱动三极管截止；当死区控制端的电位不断下降时，则可使两个驱动

PWM控制集成电路TL194在工作时，其工作频率仅取决于外接在锯齿波发生器（振荡器）上的定时元件RT和CT等数值，一旦定时元件固定后，TL494输出信号的工作频率也就固定不变了。一般通过5,6脚分别接定时元件RT 和CT。锯齿波发生器起振后，可在5脚所接定时电容CT上产生锯齿波电压，其频率f＝1.1/（RTCT），该锯齿波在片三极管输出的脉宽调制脉冲宽度增加。在实际使用中，多利用TL494的内部基准电源向外提供+5 V基准参考电压，再通过设置不同的电阻分压器来为两个误差放大器的反相输入端提供参考电位。

另外，TL494工作电压可在7～40 V范围内，驱动晶体管最大输出电流可达250 mA。若将13脚与14脚相连，就可实现推挽、半桥、全桥变换器控制的双端输出，若将13脚与7脚相连，就形成单端输出。

3）电流型PWM变换器集成控制电路UC3846

（1）电流型PWM变换器控制集成电路UC3846特点及各引出端功能

如图30所示为 PWM 控制集成电路 UC3846的原理框图及引出端功能，标准塑封DIP16。

电流型PWM变换器集成控制电路UC3846是电流控制型双端输出脉冲宽度调制器。其控制方法是将高频变压器一次绕组的采样信号与电压信号误差放大器的输出信号送到脉宽调制比较器的同相与反相输入端进行比较，控制输出驱动脉冲的宽度，使高频变压器一次侧的峰值电流跟随电压误差放大器的输出同方向变化，这种电流、电压双重控制方式可使开关整流器的可靠性得到进一步提高。

PWM波形产生

（a）原理电路框图；（b）PWM波形产生原理；（c）TL494的PWM波形

UC3846各引出端功能为：1脚为限流电压设置端；2脚为基准电压输出端；3脚为电流采样放大器反相输入端；4脚为电流采样放大器同相输入端；5脚为电压误差放大器同相输入端；6脚为电压误差放大器反相输入端；7脚为电压误差放大器反馈补偿端；8脚为振荡器外接电容端；9脚为振荡器外接电阻端；10脚为同步端；11脚为输出A端；12脚为工作地；13脚为输出集电极电源端；14脚为输出B端；l5脚为电源输入；16脚为关闭端。

（2）电流型PWM变换器集成控制电路UC3846工作原理

由电源高频变压器一次侧主回路中串联的电流采样电阻或电流互感器变换而得到的电流采样信号C/S（－）, C/S（+）经3,4脚引入至集成控制电路的3倍电感电流放大器上。电压误差信号IN+, IN－经5,6脚引入至集成控制电路的电压误差放大器上。电感电流放大器与电压误差放大器组成了双重反馈控制环。电流放大器把电感电流的取样电压放大3倍后，加到PWM比较器的同相输入端，与反相输入端的来自电压误差放大器的输出电压相比较，比较器输出去控制锁存器。电源输出电压U0经分压后加到电压误差放大器的反相输入端，与同相输入端的基准电压相比较进行放大。

如图30所示，放大后的误差信号只有大于1.2 V时，其差值才能加到PWM比较器的反相输入端。由于高频变压器一次绕组中的电流在功率开关管导通时是呈斜线上升的，当电流取样电压上升到与电压误差放大器的输出信号电压相等时，则PWM比较器输出为高电平，锁存器输出也为高电平。此高电平同时经过两个或非门后则使两个输出端A（11脚）和B（14脚）都变为低电平，即无驱动脉冲输出，两只功率开关管均截止。因此只有电压误差放大器的输出大于1.2V时，才能控制高频变压器一次侧每个脉冲的峰值电流。LTC3846中电流放大器的输出电压最大值限制在3.6 V以下，其输入的最大差模电压为Ui＝3.6 V/3＝1.2 V。

UC3846的1脚为限流电压设置端，l脚所设置的控制电压Ul 可控制变压器一次主回路的电感电流峰值，电感电流峰值与控制电压U1成正比关系。允许电压误差放大器的输出电压也增加，极限值不能大于U1+0.7 V。同样，PWM比较器同相输入端的电压也可同步上升，也就是在电流取样电阻阻值不变的情况下，由电源的输出功率和功率开关管的导通时间决定的电感电流峰值可相应增大，控制器1脚的控制电压可限制电感电流的峰值。当电压误差放大器的输出电压大于控制电压与恒流源三极管的发射极电压之和，即U1+0.5 V时，恒流源三极管将导通使电压误差放大器的输出被钳位在零电位，此时两路输出均关闭，电源无法工作。

在UC3846电流型变换器控制的开关整流器中，由于电流放大器的输入为高频变压器一次侧逐个脉冲电流峰值的采样信号，因此能快速、灵敏地检验出功率开关管中的瞬态电流。只要设定了安全可靠的控制端电压U1，就可以使流过开关功率管的电流峰值得到准确可靠的限制。该控制器的16脚为输出关闭端，其内部设置的阀值比较电压为350 mV。

当该关闭端的外加电压高于350 mV时，由于关闭比较器的开环电压增益很高，因此内部晶体管立即导通，将电压误差放大器的输出电压拉低至0.3～0.5V，锁存器Q端为高电平，关闭了两路的驱动输出。UC3846的15脚为电源输入端，同时也是欠压信号取样端，当该输入端的直流电压低于7.6V时，内部的欠压锁定电路将输出高电平，通过两个或非门使两路驱动输出关闭。当输入电压上升到约8.4V时，欠压锁定电路的输出将变为低电压，使两路驱动输出恢复正常工作。该控制器的驱动输出死区时间控制是与其振荡频率有关的，当振荡频率较高时，其死区时间也相应缩短。

其振荡频率由下式决定：

f＝2.2/（KTCT）

文章来源：电动汽车充电站的运行与管理（第2版）